同步整流技术的正激变换器

 在传统的电压驱动正激变换器中,通常存在死区时间内续流整流管体二极管的导通问题｡体二极管的导通增加了整流损耗,降低了变换器的效率｡为此,这里介绍一种新的电压自驱动方式——栅极电荷保持驱动方式｡应用该驱动方式的同步整流正激变换器,解决了死区时间内体二极管的导通问题,降低了整流损耗,提高了整流效率

  1.栅极电荷保持电压驱动同步整流器

  栅极电荷保持驱动方式的基本原理如图2-49所示｡在to时刻之前,输入信号U｡为0V,开关S关断｡电容C的初始电压为0V｡在t时刻,输入信号U=为正,通过二极管VD对电容C正向充电｡在t1时刻,输入信号U=为0V｡二极管VD承受反向电压截止｡只要开关S保持关断,电容C上的电荷得以保持,U｡即可维持高电平｡在2时刻,开关S导通,电容C上的  电荷得以保持,U｡维持高电平｡在t2时刻,开关S导通,电容C通过开关S放电,Um变为0V｡如果C是同步整流管的栅极寄生电容,S是一个辅助开关,那么在t1~t2这段时间内,当输入驱动信号U降为0V时,同步整流管的栅极电压仍可保持高电平。

栅极电荷保持驱动正激变换器利用栅极电荷保持驱动方式,可以解决传统电压自驱动同步整流器中死区时间内续流 MOSFET体二极管的导通问题｡图2-50给出了栅极电荷保持电压驱动同步整流器应用在正激变换器的原理电路和主要波形,其中外加的S3和VD用来实现栅极电荷保持｡

图2-49栅极电荷保持电压驱动的基本原理图2-50栅极电荷保持电压驱动正激变换器

在to~t1的时间内,主开关管S导通｡变压器副边电压驱动Sl和S3,使其导通｡S2栅极寄生电容通过S3放电,S2的栅极电压降低为0V,S2关断,输出电流流经S1｡在t1时刻,主开关管S关断,励磁电流流经磁复位电路｡变压器副边电压反向,S1和S3关断｡S2的栅极寄生电容由流经VD的电流充电｡S2栅极为高电平导通,负载电流流经S2｡在时刻t2,磁复位结束,变压器副边电压为0V｡因为VD承受反压截止,S3关断,S2的栅极驱动电压保持不变｡

  因此,尽管变压器副边电压为0V,S2仍然保持导通,继续续流｡S2栅极驱动电压一直保持到下一个开关周期开始且S3导通之时｡这就解决了死区时间内S2体二极管续流导通的问题栅极电荷保持技术在实际运用中,必须注意以下几个问题

  第一个问题是栅极电荷的保持时间｡在栅极电荷保持阶段,S2的栅极电荷可能经过VDS2和S3放电｡二极管存在反向漏电流,同步整流管的栅源极和漏源极之间均存在漏电流

  般来说,同步整流管的栅极寄生电容电荷大约为60nC,栅源极漏电流大约为100nA,漏源极漏电流大约为100mA｡肖特基二极管的反向漏电流大约为1mA｡对于快恢复二极管,反向漏电流只有1mA｡如果栅极驱动门限电压为2V,其初始电压为5V｡当VD为肖特基二极管时,栅极电压保持在门限电压之上的时间大约为36ms｡当采用快恢复二极管时,这个时间会更长｡将这一时间和死区时间比较,可以看出,这一时间足够保持S2在死区时间内的续流要求,并且可以适当提高开关频率

  第二个问题是变压器副边出现环流电流｡在时刻to,主开关管S导通｡变压器副边感应电压开通S1,关断S2｡然而,只有当S3导通且S2的栅极电荷全部释放时,S2才关断｡这就意味着,S3的栅极电压以及S2的漏极电压必须同时建立起来｡这要求S2流经大的反向电流,因而增加了S2的损耗。

第三个问题普遍存在于现有的同步整流器中｡变压器副边电压有可能太低或者太高而不能直接驱动同步整流管｡当输出电压明显高于5V时,驱动电压可能超过了同步整流管的栅极驱动电压限值;当输出电压为3.3V或2.2V时,副边电压又太低而不能有效驱动同步整流管｡

  第二个问题和第三个问题可以通过外加辅助绕组得到解决｡合适地选取辅助绕组的匝数,就可以得到理想的驱动电压波形｡辅助开关S3的关断信号从变压器原边直接耦合而来,不再依赖S2的漏极电压,因此解决了变压器副边出现环流电流的问题｡辅助绕组的另外一个优点是,可以减小变压器漏感引起的同步整流管导通的延迟时间｡

  图2-51所示的是一种外加辅助绕组的栅极电荷保持电压驱动正激变换器｡钳位二极管VD)3的作用是,当S1的栅极驱动电压为0V时,不继续降低,因此降低了S1的驱动损耗｡