电源适配器反激电流馈电推挽拓扑

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电源适配器反激电流馈电推挽拓扑

电源适配器拓扑如图所示。它由一个反激电源适配器变压器和一个推挽逆变电路串联组成。该电源适配器电路有很多Buck电流馈电推挽电路如图所具有的优点，而且它不需要脉宽调制晶体管（Q5）所以其损耗更小、成本更低体积更小、可靠性更高。
电路初看起来有点怪，因为输出端没有LC滤波器。输出端只是二极管和电容电路，它输出峰值电压而非平均电压，那么在输入和负载变化时如何调整输出电压呢？答案是可通过调整们1中心抽头电压，从而保持V基本不变来实现，即通过调节Q1和Q2的导通时间来保持输出电压恒定。由于该电路输出电压等于（N／N）V。，反馈环检测输出电压V。调制Q1和Q2的脉宽，以保持V。进而保持输出电压恒定。Q1和Q2的导通时间和输出电压的关系将在下面进行讨论。
该电路同样保持有电流馈电技术的主要优点，即只有一个输入电感而没有输出电感，所以它同样适合于有高压输出的多路输出场合。此外，由于反激变压器初级电感有很大的阻抗，电压馈电推挽拓扑的磁通不平衡间题将不会导致变压器饱和、品体管损坏。该电路通常可用于1~2kW的功率等级。

图是反激电流馈电推挽拓扑的两种不同的结构。图中T2次级通过二极管D3和输出相连；而图中此二极管与输入相连。如果二极管接到V。，将使输出纹波电压最小；如果二极管接到V，将使输入纹波电流最小。先看图所示的电路结构，其中二极管与输出相连。
图所示的电路可以工作在两种不同的模式下。第一种模式是Q1和Q2在任何直流输入电压下都不允许重叠导通。第二种模式是Q1和Q2会在某些特定的直流输入电压范围内重叠导通。当输入电压变化时，电路可在反馈环路的作用下进行两种模式的切换。
在非重叠导通模式下，中心抽头电压V要低于直流输入电压（类似Buck调整器的工作原理）；而在重叠导通模式下，中心抽头电压V要高于直流输入电压（类似Bot调整器的工作）。所以在非重叠导通模式下，V相对较低，Q1和Q2的电流在给定输入功率下就会较大。但是较低的V会使Q1和Q2的关断电压应力较小。在重叠导通模式下，V高于V，Q1和Q2的电流在给定功率输入下就会较小，但是电压应力会较大。

（a）反激电流馈电推挽拓扑（ Weinberg电路；参考文献2））。电路由pwM推挽变换器与反激变压器串联构成。由于它不需要输出电感面只需要一个输入的反激变压器T2，所以特别适合作为含一个或多个高压输出的多输出电源适配器。由于T2初级呈现高阻抗使电路成为电流馈电式，从而使该电路具有图5。18所示电路所有的优点。如图所示，T2次级被钳位于v。开关管Q1、Q2可工作于交替导通时保留死区状态，也可工作于重叠导通状态。与图5。18所示的电路相比，该电路的优点是无需输入开关管。该电路输出功率通常为1~2kW。（b）该电路与图5。19（a）所示的电路基本相同，只是反激变压器次级钳位于V，从而降低了输人电流纹波（输出电压纹波增大）。

通常，这种电路在整个输入电压范围内，不是只工作在一种模式。即当输入电压从最小值变化到最大值过程中，占空比大于0。5时，它工作在重叠模式；占空比小于0。5时，它工作在非重叠模式。因此，在输入电压大范围波动的场合，这种组合工作方式比只工作在一种模式下更合理。

反激电流馈电推挽拓扑中不存在磁通不平衡问题
因为高阻抗的电流馈电UL电源适配器向推换变压器提供能量，所以这种拓扑的磁通不平衡问题并不严重。
电流馈电性质来自于与T中心抽头串联的反激变压器T2，m2的励磁电感对输入电流呈现高阻抗。

在传统电压馈电推挽变换器中，不平衡的伏秒数会产生磁通不平衡。变压器磁心工作点会逐渐偏离磁滞回线原点而趋于饱和。由于电压源内阻很低，2中心抽头的电流无法限制，而电压源却始终保持高压，使得磁心将更加饱和，最后阻抗消失而使晶体管电流极剧增加。此时，承受高电压大电流的晶体管将立即损坏。
而从图可见，由于T2的N绕组呈现很高的阻抗，T磁心趋于饱和时，电流增大将引起V电压下降，从而伏秒数减小，可防止磁心完全饱和。
所以，高阻抗的N并不能完全防止磁通饱和。在最坏的情况下，它可能使磁心工作于接近磁滞回线的拐点，但这足以防止晶体管电流持续上升至损坏。因此，推挽电路磁通不平衡的问题在这个电路中并不严重。

反激电流馈电推挽拓扑可减小推挽晶体管电流
传统的电压馈电PWM推挽电路，鉴于输入电压源的低阻抗，必须要保留半个周期的20%作为死区时间以防止共通。这会导致相同的输出功率下，晶体管需承受更高的峰值电流（平均电流与输出功率成正比）。但这种死区时间是必需的，如果Q1和Q2同时导通，则晶体管会同时承受高电压和大电流，最终损坏。
但是在反激电流馈电推挽拓扑中，由于Np的高阻抗特性，即使两个晶体管在瞬态或故障情况下同时导通（如输入电压异常低或晶体管存储时间异常长）也不会出现什么问题。如果同时导通，V会马上下降到零，而推挽输入电流会被T2的初级电感限制。
这样，即使工作在非重叠模式也无需设置死区时间。偶尔由存储时间造成的共通也只是将V降为零，不会出现问题。没有死区时间使该拓扑在相同的输出功率和输入电压下开关管峰值电流减少20%。另外，与前面讨论的重叠时间（因晶体管存储时间而造成）很短的重叠模式不同，反激电流馈电拓扑重叠时间可以占其半周期的较大比例。

插墙式充电器反激电流馈电推挽拓扑非重叠导通模式的基本工作原理
该电路的工作原理可通过观察图中的电压和电流波形来理解。
首先假设Q1和Q2的导通压降很小且可以忽略。若考虑其1V的实际压降，反而会使设计方程复杂，影响对电路工作原理的理解。也假设D1、D2和D3的导通压降相同，均为V。
如图所示，Q1或Q2导通时，对应的次级电压为（V+V）。这样，们中心抽头的电压为（N／N）（V+V），如图所示。N／N。的选择应使V等于最低交流输入下整流电压纹波谷值的75%。
这样，任意一个品体管导通时，N的同名端电压相对于异名端均为负，电流经输入电感流人们中心抽头，其电压为V。图为流过们中心抽头的电流波形。这些电流波形与前面讨论的连续模式下Buck调整器电路的电流波形一致，呈阶梯斜坡形状。
导通的品体管关断时，N的同名端电压变正，以维持L，电流恒定。N的同名端同样变正，直到D3正向导通使N电压钳位于V。若使卫的比N／N与T的匝比N／N（以后称为N）相等，则折算到卫2初级的电压为N（V+V）。这样当任意一个晶体管关断时，V将升高到V+N（V+V）]直到另一个品体管也导通，如图所示。根据图可以计算电路输出电压和导通时间之间的关系。

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| 发布时间：2019.02.13 来源：电源适配器厂家

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