并-串型双管正激组合变换器

      传统交错并联双管正激组合变换器应用于高电压输出场合时存在变换器次级电压偏高高频整流二极管电压应力大的问题｡通常要用多个高频二极管串联以解决耐压问题,但均压设计较困难｡提出了一种新型的并一串型双管正激组合变换器,将器件的串联变为电路的串联,能够实现高频二极管的动态均压,适合高输出电压､大功率的应用场合｡双管正激变换器与全桥或半桥变换器相比,不存在桥臂直通危险,具有可靠性高的优点,为此受到人们的青睐双管正激变换器由于磁芯复位的需要,工作占空比必须小于50%,从而造成占空比利用率不高,电源适配器变压器次级电压高,次级高频整流二极管的电压应力大｡

       特别是在高输出电压､大功率的应用场合,变压器次级的高电压使高频整流二极管的选择变得困难,往往成为制约变换器设计的关键因素,并最终影响变换器的效率｡为了减小变换器次级电压,增加变换器的容量,可将两个双管正激变换器进行组合｡图4-44所示电路是一种典型的交错并联双管正激组合变换器｡在工作中,一个双管正激变换器的控制脉冲相对于另一个移相180°｡为了减小开关损耗,在电路中增加了一个辅助零电压关断电路,如图中虚框内所示｡但即使采用图4-44所示组合电路,在某些电力系统应用场合,变换器的输出电压为330V左右,此时次级续流二极管的电压峰值高达800V以上,次级整流二极管的电压可能达到1000V以上,这么高的电压应力  给次级高频整流二极管的选择带来一定难度｡通常采用多个二极管串联来解决均压问题,但动态均压设计比较困难。

      针对这个问题,提出了一种新型的并一串型双管正激组合变换器,如图4-45所示｡它应用在同样的输入输出电压条件下,通过用电路的串联替代器件的串联,降低了器件的电压应力,较好地解决了高频二极管的动态均压问题。

新型组合变换器是由两个带两个次级绕组的双管正激变换器在次级续流二极管处交错并联,然后再串联得到的,输出共用一组滤波电路｡图4-45中,U4为直流母线电压,U｡为输出电压,电源适配器变压器变比N=Ns/Np｡虚框内为辅助零电压关断电路｡为简化电路状态分析,在以下的分析中,不考虑辅助零电压关断电路,忽略过渡过程,只分析稳态过程,因为假设在所述的并串型双管正激组合变换器中,所有器件都是理想的｡该电路在稳定工作状态时共有6个工作阶段,对应的等效电路如图4-46所示,其关键波形如图4-47所示。

(1)阶段1(to~t1)

  S1和S2开通,VD5､VD6导通,VD9､VD10截止,加在滤波电感L上的电压为2NU4U｡,电感电流线性上升｡t2的激磁电流仍在复位,VD3､VD4仍然保持导通,S3､S4管子电压被钳位在直流母线电压U4,加在VD7､VD8上的反向电压为2NU

  (2)阶段2(t1~t2)

S1､S2､VD5､VD6继续保持导通,电感电流保持线性上升｡t2复位结束,S3､S4上的电压为1/2U4,VD7､VD8上的反向电压为NU｡

  (3)阶段3(t2~t)

  S1和S2关断,VD5､VD6截止,续流二极管VD9､VD10导通,加在电感上的电压为-U｡电感电流线性下降｡VDl､VD2导通,t1的激磁电流开始复位｡加在VD5､VD6上的反向电压为NUd｡

  (4)阶段4(3~t4)

  S3和S4开通,VD7､VD8导通,加在电感上的电压为2NU4-U｡,电感电流线性上升｡T1的激磁电流仍在复位,VD1､VD2仍然保持导通,S1､S2管子电压被钳位在直流母线电压U加在VD5､VD6上的反向电压为2NU4｡

  (5)阶段5(4~t3)

  S3､S4､VD7､VD8继续保持导通,电感电流保持线性上升｡t1复位结束,S1､S2上的电压为1/2U,VD5､VD6上的反向电压为NU｡

  (6)阶段6(t5~6)

  S3和S4关断,VD7､VD8截止,续流二极管VD9､VD10导通,电感上电压为一U｡,电感电流线性下降,VD3､VD4导通,t2的激磁电流开始复位。

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