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电源适配器电流模式优点详解

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电源适配器电流模式优点详解

电源适配器输入网压的调整
下面电源适配器厂家玖琪跟大家讨论电源适配器的芯片如何对输入网压的变化进行调整。假设电源适配器输入网压上升(V随之上升),V上升时,次级绕组峰值电压上升,经过L输出的V也上升。由于次级直流输出电压与次级绕组峰值电压和晶体管导通时间成比例,次级峰值电压上升就要求晶体管导通时间下降才能保持直流输出电压不变。上升的V,经误差放大器(一段时间延时后)使V下降,从而在PwM比较器中电流采样电压V和下降后的V。电压等值点较低(即交点提前),并使导通时间缩短,输出电压V被拉低而保持恒定。
然而,若这仅是针对输入电压调整的唯一机理,则由于要经L和误差放大器的延时,响应速度就会较慢。但实际上电流模式可避开这些延时。即当V上升时,加到输出电感的输入端的峰值电压V增大,电感电流斜率dd及V的斜率也增加。这样V的斜坡峰值将更快达到V,导通时间不需要V的调节延时而立即缩减。由于这种电压前馈特性,输入网压瞬态变化所引起的输出电压的瞬态变化的幅值和持续时间都将显著减小。

防止12V2A电源适配器偏磁
如图中的V波形所示,它取自电流采样电阻,其值与晶体管电流成正比。当V峰值与误差放大器输出V相等时,导通时间结束。由图可见,一个周期内两个交替的半周期峰值电流不会像图所示的那样不等,这是因为误差放大器输出电压V波形基本是水平的直线,并且因其带宽限制,在一个周期内不可能有较大改变。
当变压器磁心偏离平衡区域,开始趋于向某一方向饱和时,电压V上升将呈上凹形状,并且很快达到V,使导通时间较早结束。此时在此半个周期的磁通增长也被中止。而在接下来的半个周期内,由于另一个开关管导通时间并未减少,所以磁心磁通恢复而不致饱和。图5。3中斜坡电压V,的峰值是相等的,说明两个半周期的峰值电流相等。因此图所示的交替电流不等造成的偏磁现象不会存在。

在小信号分析中可省去输出电感简化反馈环设计
参考图。在小信号分析中,要确定环路是否稳定,首先要假设环路在某一点断开,再在此断开处加入频率变化的正弦小信号。然后,计算从正弦小信号加入处到此断开点的另外端的整个环路的增益和相移与频率的关系。根据环路中的其他元器件(主要是LC输出滤波器)合理地设计误差放大器的增益和相移,就可以保证闭环稳定。
通常假定频率变化的正弦信号从误差放大器的输入端接入。在第12章“环路稳定性分析”中,将详细介绍如何计算和设计误差放大器的增益和相移以达到预期效果。
在图中,从误差放大器的输出到LC滤波器的输人的正弦信号的增益和相移的表达形式并非一望而知。关键是要注意到环路能有效响应的最高频率小于变换器的开关频率。因此误差放大器的输出V缓慢变化或基本为直流电压,当它与斜坡脉冲V峰值相等时,Q上将产生一系列宽度与V相关的负脉冲。而Q,负脉冲将对应产生加于LC滤波器输入端的系列正脉冲。

在这种将电平转化为一定频率的系列脉冲的系统中,正弦信号的增益和相移是很难解释的,不过也可以作如下分析。
如果在误差放大器的输人端输人正弦信号,其输出端就会出现一定相移的放大信号直流输出电压V的幅值及负脉冲Q的宽度同样会受到该频率正弦信号的调制。输出整流器的正向脉冲宽度也受到调制。充电器定做厂家若对与脉宽成正比的整流器阴极电压在比开关周期长的一个时段内取平均值,则它的幅值被与误差放大器输人端接人的正弦信号相同的频率进行调制。
只要调制周期大于开关周期,这种调制方式属于正弦波一脉宽一正弦波变换器的调制方式。该调制方式下的增益问题将在“反馈环路稳定性”一章中详细介绍。
这样,在图所示的变换器中,只剩下计算不同频率的正弦信号通过LC滤波器时的增益和相移问题。若在整流器的阴极得到的是正弦波电压信号,则其经LC滤波器的相移在振频率1/2-√C的条件下为90°,而在稍大于该频率时为180°,其输入到输出的增益衰减为-40dB/十倍频。
但对于电流模式,PWM比较器迫使整流器的输出电压跟随调制的恒流脉冲而非电压脉冲变化。所以,在LC滤波器的输人端,其平均波形是恒流而非恒压的正弦波。
由于是恒流的正弦波,滤波电感将不会产生相移。在小信号分析中,这种电路可以忽略电感的存在。因此,在整流器的输出端,增益和相移是由流入并联的输出电容和负载电阻的恒流正弦波确定的。这样,电路最多只有90°的相移和-20B/十倍频而非-40B/十倍频的增益衰减。
从电源适配器反馈环路稳定性分析中,我们将会看到上述特性会极大简化误差放大器的设计,误差放大器带宽更宽,且环路对负载电流和输入网压的阶跃响应性能更好。图所示分别为电源适配器电压模式和电流模式电路中误差放大器反馈网络的比较。


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| 发布时间:2019.04.17    来源:电源适配器厂家
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